Математическая морфология.

Электронный математический и медико-биологический журнал. - Т. 12. -

Вып. 1. - 2013. - URL:

http://www.smolensk.ru/user/sgma/MMORPH/TITL.HTM

http://www.smolensk.ru/user/sgma/MMORPH/N-37-html/TITL-37.htm

http://www.smolensk.ru/user/sgma/MMORPH/N-37-html/cont.htm

УДК 621.382:621.314.6

ОДНОТАКТНЫЙ СДВОЕННЫЙ ОБРАТНОХОДОВОЙ

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С УЛУЧШЕННЫМИ ДИНАМИЧЕСКИМИ СВОЙСТВАМИ

Ó 2013 г. Кругликов И. А., Ширяев А. О., Якименко И. В.

(kruglikov.doc)

В работе приводится обзор и классификация импульсных преобразователей выпрямленного напряжения сети. Обосновывается целесообразность перехода от двухтактного полумоста к однотактному сдвоенному преобразователю. Анализируются причины плохих динамических свойств преобразователей с традиционным алгоритмом управления. Приводится новая структура однотактного сдвоенного обратноходового преобразователя с улучшенными динамическими свойствами и новым алгоритмом управления, использующим интервал хранения. Для новой структуры преобразователя выводятся регулировочные характеристики, анализируются переходные процессы, рассматриваются особенности перемагничивания сердечника силового трансформатора. Предлагаются усовершенствованные варианты новой структуры преобразователя.

Ключевые слова: импульсный преобразователь, однотактный сдвоенный, обратноходовой, релейная стабилизация, динамические свойства, интервал хранения.

В настоящее время в сетевых бестрансформаторных источниках питания сложилась тенденция вытеснения двухтактного полумостового преобразователя однотактным сдвоенным.

Для обоснования данного утверждения необходимо рассмотреть классификацию преобразователей выпрямленного напряжения сети.

По виду внешней характеристики преобразователи можно разделить на источники тока и источники ЭДС (рис.1). Первые характеризуются «мягкой» внешней характеристикой и имеют невысокий уровень высокочастотных помех, вторые имеют «жесткую» внешнюю характеристику и более высокий уровень помех. «Мягкая» характеристика отличается тем, что при изменении тока, протекающего через нагрузку, от нуля до номинального значения, напряжение на выходе устройства значительно изменяется. Особенность «жесткой» внешней характеристики в том, что при изменении тока, протекающего через нагрузку, от нуля до номинального значения, напряжение на выходе преобразователя практически не изменяется.

По виду выходного сигнала [1] преобразователи подразделяются на конверторы (с выходом на постоянном токе), инверторы (с выходом на переменном токе) и активные выпрямители. Последние могут работать как конверторы, инверторы или корректоры коэффициента мощности в зависимости от схемы управления.

Рисунок 1 - Классификация преобразователей выпрямленного напряжения сети

По структуре силового контура преобразователи делятся на однотактные и двухтактные. Первые могут быть классифицированы по характеру передачи энергии: с передачей энергии во время импульса, с передачей энергии во время паузы, комбинированные (с передачей энергии как во время импульса, так и во время паузы).

Для преобразователя выпрямленного напряжения сети немаловажную роль играет напряжение на ключевом элементе. Так, в однотактных преобразователях с одним ключевым элементом это напряжение превышает питающее, а в сдвоенном – равно.

Наличие гальванической развязки является предпочтительным для большинства потребителей. Однако существуют преобразователи с непосредственной связью (импульсные регуляторы I, II, III типов и низкочастотные управляемые выпрямители). Регуляторы II и III типов могут работать как корректоры коэффициента мощности. Низкочастотный управляемый выпрямитель целесообразно применять в высоковольтных устройствах.

По типу гальванической развязки выделяют преобразователи с низкочастотным трансформатором, с высокочастотным импульсным трансформатором и с высокочастотным пьезотрансформатором.

Двухтактные преобразователи подразделяются в зависимости от схемы подключения нагрузки на три основных вида: с выводом нуля трансформатора, полумостовые и мостовые. Все три могут работать как инверторы напряжения. У схемы с выводом нуля трансформатора напряжение на ключевых элементах вдвое превышает питающее, что ограничивает ее применение в преобразователях выпрямленного напряжения сети.

Двухтактные преобразователи имеют ряд специфических недостатков: сложность управления ключевыми элементами (транзисторами), сквозные токи, а также возможность одностороннего насыщения силового трансформатора.

Однотактные одноключевые преобразователи на одном транзисторе самые простые, поэтому широко применяются в сетевых преобразователях, но требуют от ключевого транзистора определенного запаса по максимальному напряжению.

Характерной особенностью однотактного сдвоенного преобразователя [2] является то, что напряжение на запертых ключах не превышает питающее. По этой причине преобразователь работоспособен и без демпфирующих цепей.

Напряжение на нагрузке в преобразователях выпрямленного напряжения сети может быть ограничено питающим сверху, снизу или не ограничено.

По количеству ячеек преобразователи делят на единичные и многоячейковые.

Пусть имеется транзистор со следующими параметрами: максимальное напряжение между коллектором и эмиттером Uкэmax=300В, максимальный коллекторный ток Iкmax=4А. Пусть также превышение напряжения на доли вольта или превышение тока на доли ампера приводят к выходу из строя транзистора. Далее производится оценка мощности, которую может отдавать преобразователь выпрямленного напряжения сети (в том числе, из расчета на каждый транзистор).

ДВУХТАКТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Допущения: коэффициент заполнения управляющих импульсов γ=0,5, РНТ (Кп→0) или активная нагрузка. Следует отметить, что для двухтактных преобразователей наиболее характерен режим непрерывных токов РНТ.

1) Мостовой преобразователь

Параметры преобразователя удобно выражать через коммутируемую мощность [3]:

P_ком=U_кэmax·I_кmax=300·4=1200(Вт),

где P_ком – коммутируемая мощность (Вт), U_кэmax – максимальное напряжение между коллектором и эмиттером ключевого транзистора (В), I_кmax – максимальный ток коллектора ключевого транзистора (А).

P_преобр=P_ком=1200(Вт),

где P_преобр – выходная мощность преобразователя.

P_уд=P_преобр/4=1200/4=300(Вт),

где P_уд – удельная мощность (мощность, приходящаяся на один транзистор). Мостовой преобразователь содержит четыре ключевых транзистора (рис. 2).

Рисунок 2 – Двухтактный мостовой преобразователь

2) Полумостовой преобразователь

P_ком=(U_кэmax/2)·I_кmax=(300/2)·4=600(Вт),

К транзистору прикладывается полное напряжение питания U_dc, а к нагрузке – половина этого напряжения, снимаемая с конденсаторов емкостного делителя (рис. 3).

P_преобр=P_ком=600(Вт),

P_уд=P_преобр/2=600/2=300(Вт),

Полумостовой преобразователь содержит два ключевых транзистора.

Рисунок 3 – Двухтактный полумостовой преобразователь

3) Двухтактный преобразователь с выводом нуля трансформатора

P_ком=(U_кэmax/2)·I_кmax=(300/2)·4=600(Вт),

К транзистору прикладывается удвоенное напряжение питания 2Udc, а к нагрузке (полуобмотке трансформатора) – полное напряжение питания Udc (рис. 4).

P_преобр=P_ком=600(Вт),

P_уд=P_преобр/2=600/2=300(Вт),

Двухтактный преобразователь с выводом нуля трансформатора содержит два ключевых транзистора.

Рисунок 4 – Двухтактный преобразователь с выводом нуля трансформатора

ОДНОТАКТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Допущения: коэффициент заполнения управляющих импульсов γ=0,5 (при этом наблюдается максимальный КПД и можно получить максимальную мощность), РНТ (Кп→0) (прямоугольный ток нагрузки) или РПТ_гр (Кп→1) (треугольный ток нагрузки). Следует отметить, что для прямоходовых структур наиболее характерен режим непрерывных токов РНТ, для обратноходовых – режим прерывистых токов РПТ (вся энергия, накопленная магнитным элементом, передается в нагрузку).

4) Однотактный прямоходовой

РНТ

P_ком=(U_кэmax/2)·(I_кmax/2)=(300/2)·(4/2)=300(Вт),

Для получения γ=0,5 число витков первичной обмотки должно быть равно количеству витков обмотки размагничивания W_I=W_III.

В этом случае к транзистору прикладывается удвоенное напряжение питания 2Udc. Поэтому Udc выбирается равным половине U_кэmax. В РНТ токи прямоугольные, следовательно, средний ток равен половине максимального значения I_кmax.

P_преобр=P_ком=300(Вт),

P_уд=P_преобр/1=300/1=300(Вт)

Рисунок 5 – Однотактный одноключевой прямоходовой преобразователь

РПТ_гр

Аналогично (см. предыдущий пункт), учитывая, что ток нагрузки в РПТ_гр имеет треугольную форму:

P_ком=(U_кэmax/2)·(I_кmax/4)=(300/2)·(4/4)=150(Вт),

P_преобр=P_ком=150(Вт),

P_уд=P_преобр/1=150/1=150(Вт)

5) Однотактный обратноходовой

РНТ

P_ком=(U_кэmax/2)·(I_кmax/2)=(300/2)·(4/2)=300(Вт),

В этом случае к транзистору прикладывается удвоенное напряжение питания 2Udc, а к нагрузке – одно напряжение питания Udc. Поэтому Udc выбирается равным половине U_кэmax. В РНТ токи прямоугольные, следовательно, средний ток равен половине максимального значения I_кmax.

P_преобр=P_ком=300(Вт),

P_уд=P_преобр/1=300/1=300(Вт)

Рисунок 6 – Однотактный одноключевой обратноходовой преобразователь

РПТ_гр

Аналогично (см. предыдущий пункт), учитывая, что ток нагрузки в РПТ_гр имеет треугольную форму:

P_ком=(U_кэmax/2)·(I_кmax/2)=(300/2)·(4/4)=150(Вт),

P_преобр=P_ком=150(Вт),

P_уд=P_преобр/1=150/1=150(Вт)

6) Однотактный сдвоенный прямоходовой

РНТ

P_ком=U_кэmax·(I_кmax/2)=300·(4/2)=600(Вт),

В этом случае к ключевому транзистору и к нагрузке прикладывается полное напряжение питания Udc. Поэтому Udc выбирается равным U_кэmax. В РНТ токи прямоугольные, следовательно, средний ток равен половине максимального значения I_кmax.

P_преобр=P_ком=600(Вт),

P_уд=P_преобр/2=600/2=300(Вт)

Рисунок 7 – Однотактный сдвоенный прямоходовой преобразователь

РПТ_гр

Аналогично (см. предыдущий пункт), учитывая, что ток нагрузки в РПТ_гр имеет треугольную форму:

P_ком=U_кэmax·(I_кmax/4)=300·(4/4)=300(Вт),

P_преобр=P_ком=300(Вт),

P_уд=P_преобр/2=300/2=150(Вт)

7) Однотактный сдвоенный обратноходовой

РНТ

P_ком=U_кэmax·(I_кmax/2)=300·(4/2)=600(Вт),

В этом случае к ключевому транзистору и к нагрузке прикладывается полное напряжение питания Udc. Поэтому Udc выбирается равным U_кэmax. В РНТ токи прямоугольные, следовательно, средний ток равен половине максимального значения I_кmax.

P_преобр=P_ком=600(Вт),

P_уд=P_преобр/2=600/2=300(Вт)

Рисунок 8 – Однотактный сдвоенный обратноходовой преобразователь

РПТ_гр

Аналогично (см. предыдущий пункт), учитывая, что ток нагрузки в РПТ_гр имеет треугольную форму:

P_ком=U_кэmax·(I_кmax/4)=300·(4/4)=300(Вт),

P_преобр=P_ком=300(Вт),

P_уд=P_преобр/2=300/2=150(Вт)

Аналогично рассчитываются параметры преобразователей с непосредственной связью и двухтактных преобразователей при других значениях коэффициента заполнения γ. Результаты расчетов сведены в таблицу 1.

Таблица 1 – Характерстики преобразователей различных типов

Рег. хар-ка
Pуд, Вт	1200	600	300	1200	600	300	300	150	300/150			300	150	300	150	300	150	300	150
Pком, Вт	1200	600	300	1200	600	300	300	150	600/300	600/300	1200/600	300	150	300	150	600	300	600	300
Режим	γ→1	РНТ	РПТгр	γ→0	РНТ	РПТгр	РНТ	РПТгр	γ=0,5/0,25 (РНТ)			РНТ	РПТгр	РНТ	РПТгр	РНТ	РПТгр	РНТ	РПТгр
		γ=0,5			γ=0,5		γ=0,5					γ=0,5				γ=0,5
Тип	Регулятор I типа			Регулятор II типа			Регулятор III типа		«0»	«М/2»	«М»	прямо-ходовой		обратноходовой		прямо-ходовой		обратноходовой
									Двухтактный преобразователь			Однотактный одноключевой преобразователь				Однотактный сдвоенный преобразователь («косой мост»)

Все преобразователи с гальванической развязкой имеют одинаковую удельную мощность на один транзистор (в РНТ в 2 раза больше, чем в РПТ). Наиболее эффективно ключи используются в преобразователях с непосредственной связью (регуляторы I и II типов).

Ограничения на использование тех или иных видов преобразователей накладывают, во-первых, высокие напряжения на ключе, а, во-вторых, конденсаторы фильтра. С позиции надежности наилучшими в эксплуатации являются полумостовой, мостовой и однотактный сдвоенный преобразователи, в которых напряжение на ключе ограничено питающим. Однако в случае двухтактных структур накладываются дополнительные трудности при управлении ключевыми транзисторами, находящимися под разным потенциалом.

При прочих равных условиях конденсаторы фильтра в обратноходовых преобразователях (в том числе, и в «косом мосте») имеют большую установочную мощность по сравнению с прямоходовыми. В прямоходовом преобразователе энергия непрерывно передается в выходной конденсатор вследствие использования LC-фильтра. В обратноходовом преобразователе передача энергии импульсная.

Особенностью работы любого двухтактного инвертора является несимметрия его выходного сигнала, вызываемая параметрами, имеющими существенный технологический разброс.

Наиболее наглядно влияние несимметрии проявляется при работе полумостового преобразователя (см. рис. 3) при максимальном коэффициенте заполнения (максимальной выходной мощности).

Суть явления несимметрии состоит в том, что первичная обмотка трансформатора поочередно подключается к конденсаторам емкостного делителя, напряжение на которых имеет разную величину.

Различные режимы работы полумостового преобразователя могут характеризоваться разной несимметрией выходного сигнала.

Если в начале преобразователь работал с некоторой начальной несимметрией, а затем перешел в режим с другим значением несимметрии выходного сигнала, то обязательно присутствует переходный процесс перезаряда конденсаторов емкостного делителя, сопровождающийся протеканием постоянной составляющей тока через первичную обмотку силового трансформатора.

На рисунке 10 приведены временные диаграммы переходных процессов с разными начальными и конечными значениями несимметрии выходного сигнала, соответствующие схеме замещения преобразователя, представленной на рисунке 9.

Рисунок 9 – Модель двухтактного полумостового преобразователя

а

б

в

Рисунок 10 – Графики зависимостей индукции и выходного напряжения от времени при различных значениях несимметрии выходного сигнала

Из рисунка 10 следует, что быстрым процессам переключения инвертора соответствует треугольное изменение индукции в сердечнике.

Переходный процесс по установлению несимметрии сопровождается изменением постоянной составляющей индукции. Это изменение сопоставимо по величине с перепадом индукции при переключениях инвертора.

В однотактных преобразователях перемагничивание сердечника всегда происходит в одну сторону. В установившемся режиме сердечник перемагничивается по предельному циклу, представленному на рисунке 11 (заштрихованная область). Траектория выхода на предельный цикл показана тонкими линиями (точки 1..5).

Из рисунка видно, что установившийся перепад индукции при однополярном перемагничивании ∆В1Т значительно меньше максимально возможного перепада индукции ∆В2Т для трансформаторов двухтактных преобразователей с симметричным перемагничиванием. При типовых параметрах ферритовых сердечников ∆В1Т на предельном цикле получается равным примерно 1/3 от Bs. Для сравнения: в двухтактных преобразователях ∆В2Т теоретически может достигать 2Bs (шестикратное преимущество).

Рисунок 11 – Кривая перемагничивания сердечника силового трансформатора однотактного (заштрихованный цикл) и двухтактного (цикл, очерченный жирной линией)

преобразователей (Вr – начальное значение индукции при однополярном перемагничивании, Вs – индукция насыщения, Hs – значение напряженности поля при достижении индукции насыщения, Hc – коэрцитивная сила, ∆В₁, ∆В₂ – приращения индукции при однополярном перемагничивании)

Для увеличения эффективности использования трансформатора с однополярным перемагничиванием его сердечник выполняется с немагнитным зазором (рис. 12).

Рисунок 12 – Влияние немагнитного зазора на процессы однополярного перемагничивания сердечника трансформатора: ∆В₁ – перепад индукции при отсутствии зазора, ∆В₂ – перепад индукции с малым зазором, ∆В₃ – перепад индукции с большим зазором

Как видно из рисунка, при использовании зазора в трансформаторах однотактных преобразователей перепад индукции ∆В может достигать значения индукции насыщения Bs.

В зависимости от алгоритма выключения двухтактного преобразователя начальное магнитное состояние сердечника может соответствовать точке «+Вr», точке «-Вr», а если предприняты меры по размагничиванию сердечника – точке «0». В последнем случае новый цикл работы начнется из нулевых начальных условий (см. рис. 10а). Максимальное значение перепада индукции ∆В2Т для этого случая не может быть больше B_s.

Дополнительное ограничение на перепад индукции в трансформаторах двухтактных преобразователей ∆В2Т накладывает переходный процесс установления несимметричных колебаний (см. рис. 10 б,в).

Еще более существенное ограничение на перепад индукции трансформаторов как двухтактных, так и однотактных преобразователей накладывают потери в сердечнике на высокой частоте.

Потери на перемагничивание сердечника [4]:

,

где α – коэффициент сердечника, зависящий от параметров трансформатора, ∆B – рабочий перепад индукции, f – частота работы преобразователя, f₀ – частота сети, M_c – масса сердечника.

Из вышесказанного следует, что в реальных схемах коэффициенты использования сердечника силового трансформатора у однотактных и двухтактных преобразователей практически равны (трансформаторы имеют одинаковые массогабаритные показатели).

Итак, по эффективности использования ключевых транзисторов однотактные сдвоенные преобразователи не уступают двухтактным: удельная мощность на один транзистор одинаковая, напряжение на ключах ограничено питающим, параметры и конфигурация выходного фильтра схожи. Отличия заключаются в использовании магнитной системы (силового трансформатора). Двухтактные преобразователи теоретически более эффективны с точки зрения использования трансформатора. Однако в реальных схемах вследствие несимметрии выходного напряжения и особенностей управления ключами двухтактные преобразователи не имеют преимущества перед однотактными по рабочему перепаду индукции.

Однотактный сдвоенный обратноходовой преобразователь выполняется в виде моста (рис. 13), у которого два противолежащих плеча – ключевые элементы (транзисторы), два другие – коммутирующие диоды. В одну диагональ моста включается источник питания (Udc), в другую – нагрузка (первичная обмотка силового трансформатора ТС на рис. 13). Исходя из конфигурации схемы, данный преобразователь часто называют «косым мостом».

В зависимости от структуры выходного выпрямителя преобразователь может работать как прямоходовой (forward), обратноходовой (flyback) или комбинированный. Например, полярность диода VDн и фазировка обмоток ТС на рис. 13 соответствуют обратноходовому преобразованию.

Рисунок 13 - Функциональная схема однотактного сдвоенного обратноходового

преобразователя

В однотактном сдвоенном преобразователе традиционно транзисторные ключи открываются и закрываются одновременно (рис. 14).

Рисунок 14 – Временные диаграммы работы преобразователя при традиционном способе управления

В обратноходовом преобразователе энергия накапливается в сердечнике ТС при открытом состоянии ключей и передается в нагрузку, когда ключи заперты (см. рис. 14). При таком способе управления не удается устранить перерегулирование выходного напряжения в замкнутой системе при быстром выходе на режим вследствие того, что в индуктивном элементе накапливается избыточная энергия.

Следует отметить, что у обратноходового «косого моста» наряду с режимами накопления и передачи энергии в нагрузку возможен режим хранения. Этот режим наблюдается в том случае, если один ключевой транзистор заперт, а другой открыт. Ток первичной обмотки циркулирует по замкнутому контуру: VD-K-WI. Таких контуров возможно два: VD1-K2-WI, VD2-K1-WI. Один транзистор может длительное время находится в открытом состоянии (нормально замкнутый НЗ), а второй работает кратковременно только в режиме подкачки энергии (нормально разомкнутый НР). В качестве нормально замкнутого целесообразно использовать нижний ключевой элемент K1, для которого возможна непосредственная связь с системой управления преобразователя. В качестве нормально разомкнутого – K2, для управления которым необходим трансформатор или бестрансформаторный драйвер, надежно передающий только короткие импульсы управления. Транзисторные ключи K1 и K2 управляются по разному алгоритму, то есть преобразователь работает в режиме двойной модуляции (М2).

Хранение невозможно в прямоходовом преобразователе из-за отсутствия периода накопления энергии в сердечнике трансформатора, поэтому он не может работать в режиме двойной модуляции.

Рисунок 14 – Временные диаграммы работы преобразователя

в режиме двойной модуляции

На рис. 14 приведены временные диаграммы работы обратноходового однотактного сдвоенного преобразователя в режиме двойной модуляции. На интервале 0-1 происходит хранение низкого уровня энергии, большая часть которой была передана в нагрузку на предыдущем такте работы преобразователя (K1 открыт, K2 закрыт). Затем открывается ключевой транзистор K2, и энергия накапливается в сердечнике ТС (интервал 1-2). При очередном запирании K2 (при этом K1 по-прежнему открыт) происходит хранение накопленной энергии, что соответствует интервалу работы 2-3. Передача энергии в нагрузку происходит при запирании обоих ключевых транзисторов (интервал 3-5). Далее все рассмотренные процессы повторяются.

Ниже приводятся регулировочные и внешние характеристики однотактных обратноходовых преобразователей.

Однотактный одноключевой обратноходовой

Регулировочные характеристики (РПТ, РНТ), Uн

1. Идеальный случай (суммарные потери энергии на ключе и магнитном элементе равны нулю)

Необходимо найти выражение для регулировочной характеристики однотактного одноключевого обратноходового преобразователя в РНТ (рис. 15). Предполагается, что пульсации напряжения на нагрузке пренебрежимо малы (∆U_н→0), ток нагрузки изменяется по линейному закону. Кроме того, среднее значение тока через первичную обмотку трансформатора за время открытого состояния ключа t_и (время импульса управляющего сигнала) равно среднему значению тока через первичную обмотку трансформатора за время закрытого состояния ключа t_п (время паузы управляющего сигнала), то есть справедливо равенство:

I_Lср(t_и)=I_Lср(t_п) (1)

Рисунок 15 – Однотактный одноключевой обратноходовой преобразователь

Вывод выражения для регулировочной характеристики основан на использовании баланса мощностей [5].

Энергия W₀, отдаваемая истоником ЭДС E₀ на интервале t_и:

W₀=E₀·I_Lср(t_и)·t_и

Энергия W_н, получаемая нагрузкой на интервале t_п:

W_н=U_н·I_Lср(t_п)·t_и,

где U_н – напряжение на нагрузке.

W₀=W_н → E₀·I_Lср(t_и)·t_и=U_н·I_Lср(t_п)·t_и

Учитывая (1):

(2),

где γ= t_и/( t_и +t_п)= t_и/T – коэффициент заполнения управляющих импульсов.

Формула (2) представляет собой выражение для регулировочной характеристики идеализированного однотактного одноключевого обратноходового преобразователя в режиме непрерывных токов (РНТ).

Следует отметить, что реальные преобразователи никогда не используют в РНТ.

В РПТ регулировочная характеристика для напряжения получается неоднозначной (ее схематичный вид представлен на рис. 16). Поэтому более удобно представлять регулировочные характеристики однотактного одноключевого преобразователя в РПТ для мощности нагрузки.

Рисунок 16 – Регулировочные характеристики идеализированного

однотактного одноключевого обратноходового преобразователя

2. Неидеальный случай (суммарные потери энергии на ключе и магнитном элементе не равны нулю)

При использовании аналогичных предыдущему пункту допущений и методик [5] получается следующее выражение для регулировочных характеристик преобразователя в неидеальном случае (рис. 17):

,

где r_п – суммарные потери на ключе и трансформаторе, R_н – сопротивление нагрузки.

Рисунок 17 – Регулировочные характеристики однотактного одноключевого обратноходового преобразователя

Регулировочные характеристики (РПТ, РНТ), Pн

Для упрощения вывода считаем, что КПД преобразователя η→1. Рассматриваем РПТ – основной режим работы однотакного одноключевого обратноходового преобразователя. Ток первичной обмотки трансформатора на интервале открытого состояния ключа [6]:

,

где L_WI – индуктивность первичной обмотки. Энергия, запасенная в сердечнике трансформатора:

Мощность нагрузки:

Далее числитель и знаменатель полученного выражения домножаются на T – период повторения управляющих импульсов:

,

где f – частота повторения управляющих импульсов. Окончательный вид выражения для регулировочной характеристики одноключевого преобразователя в РПТ:

Рисунок 18 – Регулировочная характеристика однотактного одноключевого обратноходового преобразователя

Выражение для регулировочной характеристики в РНТ получается путем аналогичных рассуждений (рис. 18):

Внешние характеристики (РПТ, РНТ)

В РПТ величина сопротивления в нагрузке R_н не оказывает влияния на мощность в нагрузке P_н, то есть справедливо равенство:

P_н=U_н·I_н=const (3)

Из (3) получается выражение для внешней характеристики (рис. 19) однотактного одноключевого обратноходового преобразователя в РПТ:

В РНТ наклон внешних характеристик определяется выходным сопротивлением преобразователя [2]

,

где r_п – эквивалентное сопротивление, учитывающее суммарные потери в ключе, диоде и индуктивности.

Рисунок 19 – Внешняя характеристика однотактного одноключевого

обратноходового преобразователя

Однотактный сдвоенный обратноходовой

Выражения для внешних и регулировочных характеристик однотактного сдвоенного обратноходового преобразователя совпадают с аналогичными выражениями для одноключевой структуры с той лишь разницей, что в однотактном сдвоенном преобразователе напряжение на ключе ограничено питающим E₀, а коэффициент заполнения управляющих импульсов γ ограничен на уровне 0,5. Исходя из приведенных рассуждений, можно получить качественный вид характеристик (рис. 20, 21).

Рисунок 20 – Регулировочные характеристики однотактного сдвоенного

обратноходового преобразователя с традиционным алгоритмом управления

Рисунок 21 – Внешняя характеристика однотактного сдвоенного

обратноходового преобразователя с традиционным алгоритмом управления

Однотактный сдвоенный обратноходовой в М2

Пусть t_н – интервал накопления энергии в сердечнике трансформатора, t_п – интервал передачи энергии в нагрузку, t_хр – интервал хранения энергии в сердечнике трансформатора, U_Lср – среднее значение напряжения на индуктивном элементе, r_L – потери в индуктивном элементе. Тогда, полагая, что U_Lср=0, r_L=0, получим следующее выражение (см. рис. 14):

Откуда:

В РПТ нет запаса энергии в индуктивности, то есть характеристики будут иметь тот же вид, что и в обычном режиме. РПТ в режиме двойной модуляции желательно избегать, так как теряются все преимущества использования нового способа управления.

На рисунке 22 представлены регулировочные характеристики преобразователя в режиме двойной модуляции. Интервал хранения не оказывает влияния на вид этих характеристик.

Рисунок 22 – Регулировочные характеристики однотактного сдвоенного

обратноходового преобразователя в режиме двойной модуляции

Следует обратить внимание на то, что регулировочная характеристика преобразователя по напряжению в режиме прерывистых токов (РПТ) неоднозначна: при одном и том же коэффициенте заполнения управляющих импульсов может получиться разное выходное напряжение в зависимости от сопротивления нагрузки. Поэтому в РПТ регулировочную характеристику целесообразно приводить не для напряжения, а для мощности (мощность на нагрузке не зависит от сопротивления нагрузки).

,

где T=t_н+t_п+t_хр – период следования управляющих импульсов. В РНТ регулировочная характеристика для мощности будет иметь вид:

В РПТ внешняя характеристика однотактного сдвоенного обратноходового преобразователя в режиме двойной модуляции аналогична внешней характеристике вышеназванного преобразователя с традиционным алгоритмом управления (рис. 23). В РНТ отличия заключаются в том, что на наклон характеристик (выходное сопротивление) существенное влияние оказывает относительное время хранения (t_хр/T). Чем больше относительное время хранения, тем больше потери и тем круче идут характеристики.

Рисунок 23 – Внешняя характеристика однотактного сдвоенного

обратноходового преобразователя в режиме двойной модуляции

Итак, наличие режима хранения позволяет поддерживать величину запасенной в сердечнике энергии на оптимальном уровне, а в случае необходимости прекращать передачу энергии в нагрузку. Таким образом, преобразователь может быстро отрабатывать резкое изменение мощности в нагрузке (рис. 24), исключая тем самым перерегулирование при быстром выходе на режим, а также выбросы и провалы выходного напряжения при скачкообразных изменениях параметров нагрузки.

Рисунок 24 – Напряжение на выходе однотактного сдвоенного

обратноходового преобразователя

Для обеспечения режима двойной модуляции в однотактном сдвоенном обратноходовом преобразователе необходимо два независимых контура управления ключами S1 и S2 (рис. 24). Например, контур стабилизации тока (магнитного состояния сердечника i·w), определяющий запас энергии в сердечнике, и контур стабилизации выходного напряжения. Эти два контура должны иметь соизмеримые постоянные времени. Система с двумя контурами отрицательной обратной связи при близких постоянных времени контуров принципиально неустойчива. Таким образом, целесообразно использование контуров со скользящими режимами управления (релейной стабилизацией).

Рисунок 24 - Схема преобразователя

В схеме, представленной на рисунке 24, роль релейных элементов, регистрирующих изменения выходного напряжения и тока в индуктивности, выполняют гистерезисные ключи S4 и S5 (S6 – повторитель сигнала с релейного элемента S5). Трансформатор заменен Т-образной схемой замещения.

При увеличении выходного напряжения ключ S4 должен быть замкнут (логическая «1»), при уменьшении – разомкнут (логический «0»). Аналогично, при увеличении тока в индуктивности ключ S5 должен быть открыт (логическая «1»), при уменьшении – закрыт (логический «0»).

Таблица состояний будет иметь вид:

Таблица 2 – Возможные состояния ключевых элементов

S5	S4	S1 (НЗ)	S2 (НР)	Состояние
0	0	1	0	хранение
0	1	0	0	передача
1	0	1	1	накопление
1	1	1	1

При уменьшении выходного напряжения и тока в индуктивности необходимо обеспечить режим хранения накопленной в индуктивности энергии, что соответствует открытому состоянию S1 и закрытому – S2 (интервал 0-1 на рис. 14). Если ток в индуктивности уменьшается, а напряжение на выходе - увеличивается, то происходит передача энергии в нагрузку, когда S1 и S2 разомкнуты (интервал 3-5 на рис. 14). И, наконец, при увеличении тока обеспечивается накопление энергии в индуктивности в независимости от состояния ключевого элемента S4. При этом ключи S1 и S2 открыты (интервал 1-2 на рис. 14).

Далее находятся логические выражения для S1 и S2 с использованием минимизации методом карт Карно (рис. 25).

Рисунок 25 – Минимизация методом карт Карно

Реализовать логическую операцию для S1 можно разными способами. Наиболее простой – объединить ключи S4 и S5 по «ИЛИ» (параллельное соединение), предварительно проинвертировав сигнал с S5 (смена полярности напряжения, управляющего ключом). Синтезированная схема представлена на рис. 24.

При моделировании работы однотактного сдвоенного обратноходового преобразователя в схеме был произведен ряд упрощений с целью повышения скорости расчета схемы программой Micro-Cap 9:

- транзисторные ключи и диоды заменены на идеальные;

- трансформатор представлен эквивалентной схемой замещения (без учета индуктивностей рассеивания);

- нагрузка заменена на противо-ЭДС;

- рассматривается режим непрерывных токов (РНТ).

Противо-ЭДС выбирается меньше напряжения источника питания.

Упрощенная схема для моделирования традиционных режимов работы однотактного сдвоенного обратноходового преобразователя представлена на рисунке 26.

Рисунок 26 – Упрощенная схема однотактного сдвоенного

обратноходового преобразователя

Временные диаграммы работы схемы представлены на рисунке 27.

Рисунок 27 – Временные диаграммы напряжений и токов в характерных

точках

На графиках зависимости тока и напряжения в индуктивности от времени заметны два режима работы однотактного сдвоенного обратноходового преобразователя при традиционном способе управления:

- накопление энергии в индуктивности (S1 и S2 открыты);

- передача энергии в нагрузку (S1 и S2 заперты).

В однотактном сдвоенном обратноходовом преобразователе существует возможность управления ключевыми элементами по разному алгоритму (рис. 28).

Рисунок 28 – Временные диаграммы напряжений и токов в характерных

точках при управлении ключевыми элементами по разному алгоритму

Исходя из анализа временных диаграмм, можно выделить следующие режимы работы однотактного сдвоенного обратноходового преобразователя:

- накопление энергии в индуктивности (S1 и S2 открыты);

- передача энергии в нагрузку (S1 и S2 заперты);

- хранение энергии в индуктивности (S1 открыт, S2 заперт).

Как отмечалось выше, система управления может быть реализована на двух контурах со скользящими режимами управления.

Разработанная схема исследовалась как на идеальных ключах и диодах (рис. 29), так и с использованием моделей реальных компонентов.

Для исключения сложного датчика магнитного состояния сердечника силового трансформатора при моделировании использована Т-образная схема замещения. В этом случае можно использовать простой резистивный датчик тока.

Рисунок 29 – Схема модели «косого моста» с двумя контурами управления

Рисунок 30 – Временные диаграммы напряжений и токов в характерных точках

В схеме, представленной на рисунке 29, роль релейных элементов, регистрирующих изменения выходного напряжения РЭu и тока в индуктивности РЭi, выполняют гистерезисные ключи S4 и S5 (S6 – повторитель сигнала РЭi с S5). Верхний нормально разомкнутый ключ S2 управляется от релейного элемента S5 канала стабилизации тока. Нижний нормально замкнутый ключ S1 управляется от релейных элементов канала стабилизации тока S6 и канала стабилизации выходного напряжения S4, объединенных по «ИЛИ».

Для имитации переменных режимов работы к выходу преобразователя подключена дополнительная нагрузка. Как видно из временных диаграмм (рис. 30), сброс и наброс нагрузки не вызывает перерегулирование выходного напряжения, а приводит только к изменению частоты работы преобразователя.

При использовании реальных элементов (трансформатора, диодов, ключей, дополнительных демпфирующих цепей) схема работает так же, как идеализированная. Учет индуктивности рассеяния Ls не влияет на работоспособность схемы, однако при этом требуется на два порядка больше времени расчета переходного процесса.

Недостаток предложенного алгоритма работы состоит в чрезвычайно широком диапазоне изменения частоты коммутации силовых ключей. Устранить данный недостаток можно путем введения тактирования на D-триггерах. В этом случае появляются небольшие перерегулирования на каждом такте вследствие задержки срабатывания релейных элементов, то есть ухудшается качество переходного процесса.

Верхний нормально разомкнутый транзистор управляется от трансформатора или бестрансформаторного драйвера, который передает только периодические сигналы. Иными словами, на верхний ключ необходимо подавать промодулированный управляющий сигнал. Для модуляции можно использовать элемент «И» (рис. 31) или МДМ.

Рисунок 31 – Схема модели «косого моста» в режиме двойной модуляции с тактированием

Рисунок 32 – Временные диаграммы напряжений и токов в характерных точках

Исходя из временных диаграмм (рис. 32), можно сделать вывод о том, что тактирование замедляет скорость выхода на режим, ухудшая тем самым динамику работы преобразователя.

Следует отметить, что скорость нарастания выходного напряжения зависит от коэффициента заполнения импульсов g сигнала синхронизации.

Временные диаграммы подтверждают, что самый быстрый выход на режим наблюдается при максимальном g=90%. Однако уже при g=80% появляются значительные скачки выходного напряжения и тока в индуктивности. Поэтому оптимальный коэффициент заполнения импульсов сигнала синхронизации следует выбирать около 60..70%, исходя из наибольшей скорости выхода на режим и приемлемой величины искажений выходного сигнала (рис. 33).

Рисунок 33 – Временные диаграммы тока в индуктивности при g=30%, 60% и 80%

Для уменьшения потерь в сердечнике силового трансформатора однотактного преобразователя в практических схемах ∆B выбирается меньше максимально возможного (цикл 1 на рис. 34). Остальная часть кривой намагничивания не используется.

Рисунок 34 – Кривая намагничивания сердечника трансформатора

В режиме двойной модуляции в сердечник необходимо закачивать большую постоянную составляющую индукции. При этом потери на перемагничивание увеличиваться не будут, так как перепад ∆B остается неизменным (цикл 2 на рис. 34). Однако работа сердечника вблизи индукции насыщения требует более тщательного расчета параметров трансформатора.

Итак, наличие режима хранения позволяет поддерживать величину запасенной в сердечнике энергии на оптимальном уровне. Таким образом, преобразователь может быстро отрабатывать резкое изменение мощности в нагрузке, исключая тем самым перерегулирование при быстром выходе на режим.

Виртуальный эксперимент подтвердил возможность получения уникальных динамических свойств преобразователя в режиме двойной модуляции, что позволяет сделать вывод о перспективности использования данного алгоритма управления в быстродействующих источниках питания с улучшенными динамическими свойствами.

Литература

1. Гончаров А. Начальная школа построения импульсных DC-DC преобразователей // Журнал «Электронные компоненты». 2003. №5. С.106-109.

2. Поликарпов А.Г., Сергиенко Е.Ф. Импульсные регуляторы и преобразователи постоянного напряжения. – М.: Изд-во МЭИ, 1998, ил.

3. Мелешин В. И. Транзисторная преобразовательная техника / В.И. Мелешин. – М.: Техносфера, 2005. – 632 с.

4. Зиновьев Г. С. Основы силовой электроники: учебник / Г.С. Зиновьев. – М: НГТУ, 2006. Ч.1. - 199 с.

5. Волович Г. И. Схемотехника аналоговых и аналого-цифровых электронных устройств/ Г.И. Волович. М.: - Издательский дом «Додэка-XXI», 2005. – 528 с.

6. Гончаров А. Начальная школа построения импульсных DC/DC преобразователей / А. Гончаров // Электронные компоненты. – 2003. - №5. – С. 106-109.

SINGLE-CYCLE DOUBLED FLYBACK CONVERTER WITH THE IMPROVED DYNAMIC PROPERTIES

Kruglikov I. A., Shiryaev A. O., Jakimenko I. V.

This paper provides an overview and classification of pulse converters rectified line voltage. The feasibility of the transition from a half-bridge converter to the dual single-ended converter. The causes of bad dynamic properties of converters with a traditional control algorithm. We present a new structure a single-cycle dual flyback converter with improved dynamic properties and a new control algorithm that uses the storage interval. For the new structure inverter output control characteristics, analyzes the transitional process in the magnetization of the core features of the power transformer. Offers improved versions of the new structure of the converter.

Key words: pulse converter, dual single-ended, flyback, relay stabilization, dynamic properties, the range of storage.

Филиал ФГБОУВПО

«Национальный исследовательский университет МЭИ»

в г. Смоленске

Поступила в редакцию 01.04.2013.